如何將低速高精度運(yùn)算放大器電路用于高速領(lǐng)域？而且更為重要的是，如何解讀可能遇到的不一致情況？在本文中，我將以一款特定電路（差分放大器電路）為主，探討器件架構(gòu)如何對(duì)性能造成影響。見圖 1。

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圖 1：差分放大器電路

差分放大器既可用來抑制共模信號(hào)，也可用來實(shí)現(xiàn)從差分到單端的信號(hào)轉(zhuǎn)換。對(duì)于正相節(jié)點(diǎn)與反相節(jié)點(diǎn)正好相等的理想運(yùn)算放大器而言，共模抑制比 (CMRR) 是眾所周知的數(shù)字，這里是設(shè)計(jì)所選電阻器的百分比誤差精度。

當(dāng)然，這是在 DC 情況下，或者針對(duì)理想放大器而言的。如果放大器是非理想的，放大器的反相與非反相輸入之間就存在誤差電壓。我們把電壓反饋放大器 (VFB) 的這種誤差稱之為 ，把電流反饋放大器 (CFB) 的這種誤差稱之為。請(qǐng)注意，對(duì)于電阻器誤差精度

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如前文所述，對(duì)于 CFB 而言，是位于非反相輸入與反相輸入之間的緩沖器增益。對(duì)于典型 CFB，

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如前文所述，放大器電壓誤差對(duì)于電壓反饋放大器 (VFB) 而言，通常遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于 CFB，因?yàn)樗捎幂^大的校正因數(shù)（開環(huán)增益）校正。圖 2a、b 是 OPA835（36MHz、250uA 靜態(tài)電流）CMRR 及 AoL 性能與頻率的關(guān)系圖。

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圖 2：a) OPA835 CMRR 及 PSRR 與頻率的關(guān)系圖

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b) OPA835 Aol 及開環(huán)相位與頻率的關(guān)系圖

因此，雖然在 DC 條件下具有優(yōu)異的 CMRR，但電壓反饋架構(gòu)不支持較高頻率下的極好共模抑制性能。要實(shí)現(xiàn)更好的高頻率 CMRR，CFB 架構(gòu)通常需要證明是更好的選擇。

另一方面，CFB 放大器在低頻率下 CMRR 不佳。圖 2 是 OPA695 （1.4GHz，12.5mA 靜態(tài)電流）CMRR 及 ZoL 性能與頻率的關(guān)系圖。

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圖 3：a) OPA695 CMRR 及 PSRR 與頻率的關(guān)系圖

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b) OPA695 Zol 及開環(huán)相位與頻率的關(guān)系圖

那么如何改善高頻率下的 CMRR 呢？有幾種可以想到的解決方案。首先是使用復(fù)合放大器將業(yè)界最佳高精度與高速度性能進(jìn)行完美結(jié)合。這對(duì)較高頻率來說是適用的。但如果要實(shí)現(xiàn) 100MHz 以上的高 CMRR，唯一的解決方案就是級(jí)聯(lián)多個(gè)級(jí)，直到在所需的頻率下充分滿足 CMRR 目標(biāo)要求。

以上特定應(yīng)用針對(duì)高阻抗差分探針電路實(shí)施。該電路如下圖 4 所示。

OPA659 級(jí)不提供任何 CMRR 抑制，但能提供通常與探針有關(guān)的高輸入阻抗。OPA2695 電路的 CMRR 取決于電阻器精確度與輸入緩沖器 CMRR。請(qǐng)注意，輸入緩沖器的 CMRR 將是限制因素。查看圖 5 所示的 CMRR 測(cè)量，可以看到 OPA2695 只能實(shí)現(xiàn) 28dB 的 CMRR。注意，這里使用的 1% 電阻器就算在理想放大器的電路中，也只能實(shí)現(xiàn) -34dB 的 CMRR。將兩種誤差線性相加，得到的結(jié)果就是觀察到的 -28dB。

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圖 4：使用 CFB 作為差分放大器的全差分探針

差分放大器的第二級(jí)使用 OPA2695 構(gòu)建，幾乎可將此前的 -28dB 提升一倍到 -52dB，從而可使整合電路 CMRR 在 200MHz 下達(dá)到 -50dB。

最后一級(jí)是緩沖器級(jí)，可根據(jù)需求提升增益。

每一級(jí)之后的完整結(jié)果及 CMRR 測(cè)量請(qǐng)看圖 5。

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圖 5：每級(jí)之后的 CMRR 測(cè)量累加。

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