為減小導(dǎo)通損耗及反向恢復(fù)損耗，同步整流需要精確的時(shí)間控制電路，雖然已有幾種方法來產(chǎn)生控制信號，我們現(xiàn)在采用一種從反饋系統(tǒng)來有源控制的柵驅(qū)動信號的定時(shí)系統(tǒng)。其關(guān)鍵優(yōu)點(diǎn)在于該電路將根據(jù)元件狀態(tài)的變化來特別調(diào)節(jié)同步整流MOSFET中的不可控的電容。時(shí)間的延遲及溫度變化對MOSFET閾值的影響都可以根據(jù)反饋環(huán)來校正。

　　為控制柵軀動的時(shí)間，在圖1中使用了可調(diào)延遲的電路，該延時(shí)電路包含三個(gè)主要元件，一個(gè)延遲線，一個(gè)乘法器及一個(gè)邏輯與門電路。到延遲線的輸入信號是相對每個(gè)延遲元件都延遲幾個(gè)納秒的信號。為了產(chǎn)生控制導(dǎo)通的延遲，乘法器選擇了使輸出信號延遲的元件，最后與門確定延遲加到驅(qū)動導(dǎo)通的上升沿。從IN到OUT的延遲控制由數(shù)字控制總線來執(zhí)行，數(shù)字總線加到乘法器的地址輸入上。相反地，如果控制總線設(shè)置全部為0，則從IN到OUT的延遲就為0，即沒有延遲。幾種不同的延遲時(shí)間可以設(shè)定，給出幾種開啟延遲時(shí)間，關(guān)閉延遲時(shí)間，或?qū)ΨQ的開啟及關(guān)斷延遲。注意看圖1中是一個(gè)電壓檢測電路及數(shù)字控制器，為執(zhí)行不同的延時(shí)設(shè)置，會用不同的電壓檢測電路及數(shù)字控制器。

　　圖1 可調(diào)延遲電路

　　A、控制驅(qū)動VR的執(zhí)行方案

　　控制驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)從回流的MOSFET VR開始。隨著其源漏電壓降到零，它將立即被關(guān)斷。一種實(shí)現(xiàn)它的簡單方法就是用比較器檢測VR的源漏電壓過零時(shí)間，用這種方法的問題在于通過比較器，邏輯電路及柵驅(qū)動的延遲會產(chǎn)生出來，這要給予考慮。即使非?？斓碾娐罚舆t總量也會有50ns或更多。此期間體二極管會導(dǎo)通，并增加大的導(dǎo)通損耗，從檢測降落的源漏電壓到MOSFET導(dǎo)通時(shí)，一個(gè)邏輯回應(yīng)的固有時(shí)間延遲可以用從最后一個(gè)開關(guān)周期得到的信息處理，去預(yù)置下一次的MOSFET的導(dǎo)通。在此預(yù)期方法中，MOSFET的柵壓開始在其源漏電壓降落之前就增加。此期間讓柵壓提前動作，在源漏電壓降下時(shí)其即導(dǎo)通，而體二極管決不會導(dǎo)通。

　　圖2展示出控制電路可實(shí)現(xiàn)VR的導(dǎo)通及關(guān)斷。它使用了兩個(gè)乘法器，兩個(gè)記數(shù)器，一個(gè)延遲線及控制MOSFET導(dǎo)通及延遲的膠合邏輯，因此消除了體二極管的導(dǎo)通。電路的描述從MOSFET的開啟延遲開始。PWM控制信號驅(qū)動初級側(cè)MOSFET Q1，同時(shí)加到延遲線。當(dāng)電源第一次啟動，則LOAD輸入到記數(shù)器為高電平，它設(shè)置了開啟延遲的計(jì)數(shù)器為全部是1(高電平)，而設(shè)置了關(guān)斷延遲計(jì)數(shù)器全部為零(低電平)，隨著計(jì)數(shù)器開始記數(shù)，從控制電路的輸出到柵驅(qū)動的結(jié)果之間為最大的導(dǎo)通延遲及最小的關(guān)斷延遲。

　　圖2 VR的控制電路

　　隨著延遲設(shè)置了這些數(shù)值，VR體二極管將會導(dǎo)通，反饋環(huán)路也將開始調(diào)節(jié)延遲，使之實(shí)現(xiàn)最小的體二極管導(dǎo)通，圖3(a)和(b)展示出VR在導(dǎo)通期間的柵源和漏源電壓，圖3(a)展示在VR導(dǎo)通時(shí)延遲太長的電路，而圖3(b)展示出最佳延遲時(shí)間。

　　圖3 VR的開啟波形

　　調(diào)節(jié)關(guān)斷延遲，用一個(gè)或門在一個(gè)大約2V輸入閾值，來檢測VR的柵源電壓和漏源電壓兩者是否都為低電平時(shí)的狀態(tài)，從或門出來的高電平指示控制器，告之延遲時(shí)間太長，控制器就會在下一個(gè)開關(guān)周期減少延遲。

　　或門輸出被鎖存、倒相并送至開啟延遲計(jì)數(shù)器的UP/DOWN輸入端，該信號告訴計(jì)數(shù)器向上記數(shù)或向下記數(shù)。如果或門輸出為高電平，則記數(shù)器向下記數(shù)，減少延遲時(shí)間。而或門為低電平輸出時(shí)，計(jì)數(shù)器向上記數(shù)，則增加延遲時(shí)間。計(jì)數(shù)器并有效地保持該延遲信息給下一個(gè)工作周期。反饋環(huán)會調(diào)節(jié)開啟延遲使之縮短，直到或門沒有更長的輸出脈沖，當(dāng)計(jì)數(shù)器工作在恒定負(fù)載和線路電壓時(shí)，對下一個(gè)周期的開啟延遲將稍微有些加長，或門將給出高輸出脈沖，延遲將會縮短，在這種方式中，電路會在兩個(gè)延遲時(shí)間之間抖動，一個(gè)長一些，另一個(gè)就會接近最佳狀態(tài)。

　　關(guān)斷控制器工作在與開啟控制器非常相似的管理方式。不同之處在于電壓檢測電路及計(jì)數(shù)器的記數(shù)方向。當(dāng)體二極管導(dǎo)通時(shí)，用一高速比較器檢測。為了更加精確，一個(gè)比較器用于檢測體二極管導(dǎo)通，去替代或門，在開啟的期間，電流正從整流MOSFET向回流MOSFET換向，電流的DI/DT非常高，VR的源漏電壓上通常可看到其震鈴。如果用一個(gè)比較器檢測體二極管在VR導(dǎo)通期間的體二極管狀態(tài)，由于源漏電壓的振鈴，可能會出現(xiàn)誤觸發(fā)。在VR關(guān)斷期間，通過VR MOSFET器件的電流是恒定的。該電流或者通過其通道或者通過其體二極管。在關(guān)斷時(shí)，僅有非常小的振鈴，比較器用來改善精度，比較器的閾值必須比先前的MOSFET通道導(dǎo)通時(shí)的誤觸發(fā)值更負(fù)向一點(diǎn)。

　　在通道導(dǎo)通期間，源漏電壓大約等于I LOAD*.RDS(ON)，并規(guī)定了噪聲。比較器閾值設(shè)置在大約-300mV。比較器比較VR的源漏電壓與此設(shè)置閾值，從比較器出來的高電平指示給控制器，系體二極管在導(dǎo)通，延遲時(shí)間需要增加，這與開啟局面精確對應(yīng)。因?yàn)殛P(guān)斷延遲記數(shù)設(shè)置在起始時(shí)全部為0。圖4(a)和(b)示出VR關(guān)斷波形及比較器的輸出。

　　圖4 VR的關(guān)斷波形

　　(a)非最佳延遲( b)最佳延遲

　　圖4(a)示出當(dāng)延遲設(shè)置太短時(shí)電路的工作狀態(tài)。圖4(b)示出最佳延遲狀態(tài)。由于在VR導(dǎo)通中，關(guān)斷延遲在某一值處處于抖動狀態(tài)，這就是太長以及最佳值的兩個(gè)狀態(tài)。

　　問題出現(xiàn)：開啟延遲及關(guān)斷延遲可否設(shè)置的短些，這是否會造成交叉導(dǎo)通，問題在于仔細(xì)地研究比較器的特性，及延遲線的每個(gè)元件的延遲，比較器僅能響應(yīng)差分輸入電壓，此電壓僅在轉(zhuǎn)換間隔結(jié)點(diǎn)上有足夠的時(shí)間總量才會存在。假定比較器可以檢測出體二極管導(dǎo)通用5ns時(shí)間。在下一個(gè)周期內(nèi)，延遲即可調(diào)節(jié)，用延遲線上一位數(shù)碼去減少體二極管的導(dǎo)通。當(dāng)然，比較器也不會去響應(yīng)下一個(gè)周期體二極管的導(dǎo)通，因?yàn)樗谘舆t線的每個(gè)元件上大約減少5ns的延遲時(shí)間。關(guān)鍵防止交叉導(dǎo)通的措施是設(shè)置的每個(gè)元件的延遲要比比較器可檢測的最小脈寬要少。

　　B、 控制驅(qū)動QF的執(zhí)行

　　正向整流的QF的控制和回流元件VR很不一樣。一個(gè)主要的區(qū)別是：其目標(biāo)是在變壓器復(fù)位后即將QF開啟，它獨(dú)立于PWM控制信號的上升沿和下降沿，它不同于回流的MOSFET。此處，目標(biāo)只不過是調(diào)節(jié)PWM控制器信號的上升沿及下降沿的時(shí)間，以減少VR體二極管的導(dǎo)通時(shí)間，并使之最小化。

　　了解該目標(biāo)是在變壓器復(fù)位后要將QF導(dǎo)通，一個(gè)好的起始點(diǎn)就是圖5所示出的使QF導(dǎo)通所需的電路。

　　圖5 VR的控制電路

　　首先，一個(gè)高速體二極管比較器用于檢測QF開始導(dǎo)通時(shí)的體二極管，它在變壓器復(fù)位時(shí)間間隔結(jié)束時(shí)發(fā)信號，偏巧如圖6所示，這個(gè)比較器還將檢測出的初級側(cè)MOSFET Q1關(guān)斷后令其體二極管正好導(dǎo)通。

　　使用該比較器僅單獨(dú)為開啟QF，并確保在Q1進(jìn)入關(guān)斷的時(shí)間。這樣變壓器將絕不容許復(fù)位。為防止這一點(diǎn)，用一個(gè)低速比較器檢測QF的源漏電壓升至2.5V。當(dāng)QF源漏電壓升過2.5V時(shí)，設(shè)置了一個(gè)預(yù)置鎖存調(diào)節(jié)，它將使高速體二極管比較器能輸出工作。在QF源漏電壓降過-300mV的體二極管比較器閾值，QF就立刻導(dǎo)通，并設(shè)置QF的控制鎖存。在高速比較器輸出變成高電平。預(yù)置鎖存即刻復(fù)位，開啟電路在下次導(dǎo)通事件中就處在恰當(dāng)狀態(tài)。從體二極管比較器檢測出體二極管的導(dǎo)通固有延遲期間，到QF導(dǎo)通的通道，體二極管傳導(dǎo)變壓器的磁化電流。雖然在此間隔內(nèi)，在QF體二極管有導(dǎo)通損耗，但與之相比，這已是QF遇到的最小的損耗。如果QF在此糟糕的時(shí)間間隔還保持關(guān)斷的話。為完全消除這個(gè)損耗，用一個(gè)相同的預(yù)先控制的方案，用來開啟VR，雖然這在理論上是可以的，但實(shí)際上會相當(dāng)困難，因?yàn)榇颂帥]有PWM控制信號的脈沖沿存在，此時(shí)系變壓器完全復(fù)位的狀態(tài)。

　　圖6 VR預(yù)鎖存波形

　　一個(gè)輸出起始設(shè)置在零的計(jì)數(shù)器控制著關(guān)斷電路。采用將計(jì)數(shù)器輸出全部設(shè)置為0，也即在PWM控制信號的下降沿及QF的柵源電壓之間實(shí)際上為零延時(shí)，結(jié)果QF的柵源電壓，VR的漏源電壓以及與門輸出的三個(gè)波形示于圖7(a)。

　　圖7 VF的關(guān)斷波形

　　(a)非最佳延遲(b)最佳延遲

　　VF關(guān)斷電路中的與門更多的作用如VR開啟控制電路中的或門，給一個(gè)命令到計(jì)數(shù)器，以直接令計(jì)數(shù)器向上或向下記數(shù)。在VF的關(guān)斷電路的情況，一個(gè)高電平從與門直達(dá)計(jì)數(shù)器以便在下個(gè)周期中向上記數(shù)。當(dāng)計(jì)數(shù)器為下個(gè)周期增加一個(gè)記數(shù)值，則PWM控制器的下降沿與VF的柵源電壓之間的延遲就會增加，從與門的輸出脈沖就會變窄，這個(gè)反饋影響將持續(xù)到VF的柵源電壓和VR的漏源電壓能夠同步。當(dāng)延遲最佳化時(shí)，波形示于圖7(b)。

　　如在VR控制執(zhí)行電路中所描述，電路將會在兩個(gè)延遲值之間抖動，一個(gè)是最佳值，而另一個(gè)比最佳值略長一些。