CN0390 此電路可以從多方面加以改變。 選擇HMC985A VVA和HMC635 RF放大器是因?yàn)槠鋵拵捘芰?，此電路可?0 GHz到37.5 GHz范圍內(nèi)進(jìn)行評(píng)估。在?2.4 V到0 V的控制電壓下，這些器件共同提供?22 dB到+15 dB的增益范圍。其他VVA和RF放大器組合可在不同的頻帶上工作，提供不同的增益范圍。由于環(huán)路控制運(yùn)算放大器的電源范圍，唯一限制是VVA控制電壓必須在積分器所用運(yùn)算放大器的輸出電壓范圍內(nèi)。 選擇ADA4077-1的原因是其噪聲低(6.9 nV/√Hz)，并且支持采用±5 V電源供電。此應(yīng)用對(duì)運(yùn)算放大器的唯一絕對(duì)要求是其必須為電壓反饋架構(gòu)，支持采用±5 V電源供電，并且輸出范圍能夠驅(qū)動(dòng)所需的VVA范圍。 增益縮放響應(yīng)可以利用定向耦合器10 dB抽頭或其他抽頭上的衰減器來(lái)調(diào)整。這種情況下，輸出功率與折合到ADL6010傳遞曲線(xiàn)的VSET以及衰減器和定向耦合器抽頭的值有關(guān)。 可以用功率分路器代替定向耦合器。采用功率分路器的影響是會(huì)提高ADL6010輸入幅度，從而使圖9、圖10和圖11所示的響應(yīng)曲線(xiàn)偏移。此偏移的代價(jià)是6 dB的輸出功率。 本電路板和電路的設(shè)計(jì)覆蓋頻帶是20 GHz至37.5 GHz。利用匹配技術(shù)可以改善窄帶性能。請(qǐng)參考圖20以了解窄帶匹配如何提供最大的改善。 對(duì)于本測(cè)試所用的全部RF電纜，都必須在最高40 GHz下預(yù)先測(cè)量其損耗。AGC PCB上使用的SMA連接器為2.4 mm，因此必須提供與這些連接器相配的電纜和適配器。 設(shè)備要求 需要以下設(shè)備： EVAL-CN0390-EB1Z 電路評(píng)估板。 +5 V電源，500 mA能力（用于 ADA4077-1運(yùn)算放大器、HMC635 RF放大器和 ADL6010 檢波器）。 ?5 V電源，100 mA能力（用于ADA4077-1運(yùn)算放大器）。 ?0.6 V電源，用于HMC635上的VGG偏置，需要10 mA范圍。此電源可選；可利用二極管和電阻來(lái)提供此偏置。PCB上有放置二極管和電阻的焊盤(pán)。務(wù)必先施加此VGG偏置，再在HMC635上施加+5 V偏置。務(wù)必不要同時(shí)施加+5 V VDD和VGG偏置。 0 V至3.0 V可調(diào)電源，用于VSET控制。只需mA范圍的電流。 CN-0390評(píng)估軟件（從ftp://ftp.analog.com/pub/cftl/cn0390/下載）。此軟件可選，因?yàn)樵撾娐吠耆梢允謩?dòng)運(yùn)行。C#.exe文件和源代碼可從ADI公司獲得。代碼采用Microsoft Visual Studio C# 2012版編寫(xiě)。代碼利用GPIB庫(kù)控制RF發(fā)生器、VSET控制和頻譜分析儀。所用的GPIB庫(kù)來(lái)自National Instruments，由其免費(fèi)提供。軟件中的GPIB（SCPI代碼）專(zhuān)門(mén)用于本節(jié)所述的儀器；雖然類(lèi)似儀器（例如不同的頻譜分析儀）的SCPI代碼常常相同，但如果使用其他儀器，此代碼可能無(wú)效。 能產(chǎn)生40 GHz連續(xù)波(CW)的信號(hào)發(fā)生器（推薦Keysight或Rohde & Schwarz） 支持40 GHz以上頻率的頻譜分析儀（Keysight或Rohde & Schwarz，或類(lèi)似儀器） 10 dB定向耦合器（推薦Keysight或KRYTAR） 能夠測(cè)量HMC985A VVA輸入端控制電壓范圍的萬(wàn)用表。萬(wàn)用表的范圍必須是?5 V至+5 V，因?yàn)楫?dāng)控制環(huán)路未閉合時(shí)，它可能擺動(dòng)到電源電壓。 帶SMA連接器的同軸RF電纜，在40 GHz時(shí)的損耗最好盡可能低。PCB上使用的SMA連接器為Southwest Research的2.4 mm連接器。為降低損耗，應(yīng)當(dāng)用SMA管式連接器代替線(xiàn)纜來(lái)將定向耦合器連接到評(píng)估板。 開(kāi)始使用 評(píng)估電路的步驟如下： RF發(fā)生器預(yù)設(shè)到20 GHz頻率和?20 dBm輸出功率。禁用發(fā)生器。設(shè)置頻譜分析儀的中心頻率為20 GHz，1 GHz范圍，基準(zhǔn)電平為20 dBm，RBW = 30 kHz。 將萬(wàn)用表連接到HMC985A VVA控制輸入。 將電源電壓設(shè)置為正確的值。將VSET設(shè)置為0 V。禁用所有電源。 將AGC的RF輸出端連接到定向耦合器的輸入端口。如可能，此連接應(yīng)使用SMA管式連接器直連，因?yàn)樵俣痰碾娎|也可能降低整體性能。定向耦合器的10 dB抽頭必須通過(guò)盡可能短的電纜連接到AGC PCB的檢波器輸入。 按照?qǐng)D18所示連接所有其他電纜和電源。 先接通?5 V電源以偏置HMC635上的VGG，再接通+5 V電源。方便的話(huà)，兩個(gè)電源可以同時(shí)接通；但+5 V電源不得先于?5 V電源接通。 檢查+5 V、?5 V和?0.6 V電源的電流。其讀數(shù)必須與以下值相似： +5 V電源，300 mA ?5 V電源, 10 mA ?0.6 V電源（如使用外部電源），1 mA 接通VSET電源。評(píng)估過(guò)程中會(huì)改變VSET。電流不得超過(guò)5 mA。 使能RF發(fā)生器。 在手動(dòng)模式下運(yùn)行電路 電路現(xiàn)在能夠執(zhí)行全部功能。RF發(fā)生器的輸入幅度必須初始設(shè)置為?20 dBm。請(qǐng)勿超過(guò)+20 dBm，因?yàn)?20 dBm已接近HMC635 RF放大器的輸入壓縮限值。RF發(fā)生器功率設(shè)置為?20 dBm時(shí)，VVA控制電壓可以達(dá)到?5 V供電軌。采用幅度非常低的信號(hào)時(shí)，環(huán)路使增益達(dá)到最大，故積分器輸出電壓始終低于?2.4 V，直至RF幅度高到足以使環(huán)路閉合為止。當(dāng)RF功率提高時(shí)，用戶(hù)最先看到的是頻譜分析儀指示的輸出功率以dB/dB的比例提高。然而，隨著RF輸入功率提高并達(dá)到AGC響應(yīng)曲線(xiàn)的拐點(diǎn)，環(huán)路就會(huì)閉合，VVA控制電壓移動(dòng)到?2.4 V。此時(shí)，環(huán)路在最小信號(hào)輸入下閉合，因此仍會(huì)嘗試將自身設(shè)置到最大增益。隨著功率進(jìn)一步提高，頻譜分析儀上的幅度無(wú)明顯變化，因?yàn)榄h(huán)路會(huì)補(bǔ)償輸入電平的變化。相反，當(dāng)功率提高時(shí)，用戶(hù)看到VVA控制電壓從?2.4 V提高到0 V。給定VVA、RF放大器和檢波器的增益，當(dāng)輸入功率≤ +20 dBm時(shí)，VVA控制電壓不會(huì)一路變到0 V，因此AGC斜率保持平坦。 如果所有結(jié)果都與前面所說(shuō)的相同，那么現(xiàn)在就可以在不同的RF幅度、頻率和VSET值下評(píng)估該電路。 PCB設(shè)計(jì) 針對(duì)20 GHz到40 GHz的寬帶工作范圍的PCB設(shè)計(jì)不是一件輕而易舉的事。PCB采用了接地共面波導(dǎo)技術(shù)，并在PCB上增加了一條測(cè)試走線(xiàn)以驗(yàn)證50 Ω走線(xiàn)結(jié)構(gòu)。帶電源和信號(hào)連接的整體布局如圖17所示。實(shí)際測(cè)試設(shè)置中的PCB如圖18所示。注意外部10 dB定向耦合器的連接，RF輸入直接連到RF發(fā)生器，從而無(wú)需補(bǔ)償電纜損耗。 完整的設(shè)計(jì)支持包，包括布局、原理圖和物料清單，可從www.analog.com/CN0390-DesignSupport下載。 ? 圖17. ADL6010 AGC電路—PCB ? 圖18. ADL6010 AGC電路—測(cè)試配置 ? 驗(yàn)證RF走線(xiàn)質(zhì)量和電路S參數(shù) PCB在Cadence Allegro中設(shè)計(jì)。所有CAD設(shè)計(jì)文件均隨本電路筆記一同提供。為實(shí)現(xiàn)高達(dá)40 GHz的50 Ω走線(xiàn)質(zhì)量，我們提取了Allegro設(shè)計(jì)文件，然后在ADS中仿真。 S參數(shù)S11、S22、S21和S12如圖19所示。正如數(shù)據(jù)所示，即使進(jìn)行事先設(shè)計(jì)和仿真，23 GHz至28 GHz區(qū)域中的回波損耗也比最優(yōu)值小。30 GHz至40 GHz范圍中的性能要好得多。 ? 圖19. AGC PCB—測(cè)試走線(xiàn)S參數(shù) ? 圖20顯示了PCB上有源電路的雙端口S參數(shù)（RF輸入、RF輸出）。從20 GHz到40 GHz，增益性能(S21)有滾降。增益性能中還有零點(diǎn)，這與測(cè)試走線(xiàn)中顯示的回波損耗問(wèn)題是一致的。 ? 圖20. AGC PCB—有源電路S參數(shù) ? AGC應(yīng)用領(lǐng)域 許多RF應(yīng)用要求對(duì)幅度進(jìn)行非常精確的控制，使其隨時(shí)間和溫度的漂移最小化。舉例來(lái)說(shuō)，要求NBS可追溯校準(zhǔn)的儀器就是有這種要求的應(yīng)用例子，其校準(zhǔn)間隔時(shí)間可能很長(zhǎng)，比如每年一次或兩次。其他應(yīng)用包括相控陣?yán)走_(dá)，其幅度和相位控制的精度限制了波束賦形精度。本電路采用的方法是將集成電路運(yùn)算放大器用于環(huán)路控制器，通過(guò)出色的增益控制來(lái)補(bǔ)償RF器件增益隨輸入幅度、RF頻率和溫度的變化。 實(shí)際操作中，VSET直流偏置控制輸出幅度。根據(jù)環(huán)路的精度要求，最可能的應(yīng)用是利用8位至12位DAC驅(qū)動(dòng)此直流偏置。這種方法可以對(duì)RF輸出幅度進(jìn)行數(shù)字控制。雖然DAC不是本電路筆記的一部分，但有許多選項(xiàng)可用，例如ADI公司的 AD5621 12位nanoDAC。 AGC工作原理 此類(lèi)AGC電路背后的核心思想是讓RF信號(hào)的幅度保持穩(wěn)定，RF信號(hào)可能隨著頻率、溫度或時(shí)間而變化。通常，此電路有兩路輸入。第一路輸入是給定幅度的RF輸入，其包絡(luò)需要穩(wěn)定。第二路輸入是施加于VSET引腳的的直流控制，正是利用此輸入來(lái)設(shè)置輸出幅度。圖3顯示了這種簡(jiǎn)單環(huán)路。 圖3. 簡(jiǎn)單AGC環(huán)路 ? 圖3顯示差動(dòng)放大器用來(lái)比較VSET電壓和檢波器電路產(chǎn)生的電壓。檢波器將RF放大器輸出幅度轉(zhuǎn)換為直流電壓。RF輸入(X)在環(huán)路中間注入，故對(duì)RF輸出(Y)而言，X任何變化的影響都被降至最低。只要總環(huán)路增益保持很高水平，這種效應(yīng)便成立。通過(guò)以下等式可以闡釋這種效應(yīng)： 其中Gd為檢波器增益。 從等式5可知，只要值Gd/10 >> 1，X的幅度對(duì)Y的幅度的影響便非常小。有兩個(gè)因素可能影響X和Y之間的這種關(guān)系：檢波器增益Gd和定向耦合器上的10 dB抽頭。 但在CN-0390設(shè)計(jì)中，運(yùn)放控制器電路周?chē)鷺?gòu)建了一個(gè)積分器，故環(huán)路直流增益僅受運(yùn)算放大器的高開(kāi)環(huán)直流增益限制。此增益足夠高，使得AGC在控制環(huán)路范圍內(nèi)的平坦度接近理想水平。 像任何AGC電路一樣，環(huán)路操作存在限制。對(duì)于給定范圍的RF輸入幅度和VSET控制電壓，該環(huán)路閉合。這些限制也會(huì)隨著頻率改變而變化。一般而言，當(dāng)VGAINCTRL (Z)節(jié)點(diǎn)介于?2.4 V和0 V之間（這是 HMC985AVVA的輸入范圍）時(shí)，該環(huán)路閉合，輸出幅度保持平坦，不隨RF輸入變化而變化。 注意，檢波器（VOUT與RF輸入幅度的關(guān)系）和VVA（衰減與電壓控制的關(guān)系）的傳遞函數(shù)具有明顯的非線(xiàn)性特征（參見(jiàn)圖5、圖6和圖7）；其合并增益在RF輸入和VSET輸入的范圍內(nèi)有很大變化，并可能隨頻率和溫度發(fā)生變化。利用控制環(huán)路中的積分器高增益來(lái)補(bǔ)償這些效應(yīng)。 實(shí)際構(gòu)建的電路比圖3所示的簡(jiǎn)單模型要更復(fù)雜。在實(shí)際電路中，VVA功能分屬兩個(gè)器件。第一個(gè)器件是 HMC985A VVA，其提供大約3 dB（VCTRL = ?2.4 V時(shí)）到40 dB（VCTRL = 0 V時(shí)）的衰減。另一個(gè)器件是HMC635 RF放大器，其用于增益級(jí)，在目標(biāo)頻率范圍內(nèi)提供18 dB的增益。 AGC操作的直觀方法 從概念上掌握AGC環(huán)路響應(yīng)的另一種方法是理解當(dāng)環(huán)路閉合時(shí)(?2.4 V > VGAINCTRL > ?0 V)，VSET控制電壓等于 ADL6010 檢波器的輸出電壓。在這一條件下，運(yùn)放積分器處于平衡狀態(tài)，積分器電容電荷穩(wěn)定不變，不充電也不放電。當(dāng)VSET處于靜態(tài)時(shí)，如果RF輸入幅度改變，則環(huán)路會(huì)作出響應(yīng)，積分電容充電或放電，直至重新達(dá)到均衡。 當(dāng)環(huán)路處于均衡狀態(tài)時(shí)，ADL6010的輸出等于VSET電壓。這樣，ADL6010傳遞函數(shù)就可以引用VSET電壓（參見(jiàn)圖5），以求得與此電壓對(duì)應(yīng)的ADL6010 RF輸入功率。然后在此RF輸入功率數(shù)值上增加10 dB（因?yàn)槎ㄏ蝰詈掀魃嫌?0 dB抽頭），得到與給定VSET電壓對(duì)應(yīng)的輸出功率。利用這種方法可以創(chuàng)建輸出功率與VSET電壓的關(guān)系表。VVA和ADL6010的傳遞函數(shù)是非線(xiàn)性的；因此，這種方法比建立這些傳遞函數(shù)的數(shù)學(xué)描述可能更為簡(jiǎn)單。 ADL6010包絡(luò)檢波器 該電路的最重要器件是ADL6010包絡(luò)檢波器。ADL6010的工作頻率范圍是500 MHz至45 GHz。如圖4中的功能框圖所示，ADL6010是一種基于二極管的檢波器。如圖5所示，ADL6010的響應(yīng)曲線(xiàn)是非線(xiàn)性的，故而對(duì)此電路中的反饋環(huán)路進(jìn)行直接分析是很困難的。 圖4. ADL6010功能框圖 ? 圖5. ADL6010傳遞曲線(xiàn) ? VVA和RF放大器組合 HMC985AHMC985A VVA的工作頻率范圍是10 GHz到40 GHz，提供的衰減范圍是3 dB到近40 dB。HMC985A由兩個(gè)pi-pad衰減器串聯(lián)而成，第一個(gè)由VCTRL1控制，第二個(gè)由VCTRL2控制。通過(guò)連接VCTRL1和VCTRL2并將其一起驅(qū)動(dòng)，可以實(shí)現(xiàn)大約3 dB到40 dB的綜合衰減。電路中還串聯(lián)了HMC635 RF放大器，完整的電壓控制增益范圍是15 dB增益到22 dB衰減。 HMC635 是一款GaAs放大器，需要一個(gè)負(fù)柵極電壓(VGG)，其必須與5 V VDD電源同時(shí)施加或先于后者施加。如果違反此VGG要求，HMC635可能受損。VGG典型值為?0.6 V，但為優(yōu)化放大器性能，不同器件可能稍有出入。關(guān)于通過(guò)調(diào)整VGG來(lái)設(shè)置最優(yōu)漏電流的信息，請(qǐng)參閱HMC635或其他GaAs放大器的數(shù)據(jù)手冊(cè)。 為便于用戶(hù)使用，實(shí)際構(gòu)建的評(píng)估板使用二極管和電阻來(lái)將VGG偏置到約?0.6 V，這樣就不需要單獨(dú)的VGG電源。建議先施加?5 V供電軌，以便滿(mǎn)足VGG要求。用戶(hù)可移除此二極管，將單獨(dú)的VGG電源施加于TP6。沿正方向移動(dòng)VGG會(huì)提高電路的總增益，但代價(jià)是失真可能增加。 圖6. HMC985A增益控制衰減曲線(xiàn)(20 GHz)，VCTRL1變化，VCTRL2 = ?3 V ? 圖7. HMC985A增益控制衰減曲線(xiàn)(30 GHz)，VCTRL2變化，VCTRL1 = 0 V ? 集成運(yùn)算放大器和VSET控制詳情 電路增益平衡時(shí)，ADL6010檢波器輸出電壓等于外部施加的VSET。圖8顯示了一種確定運(yùn)算放大器電路正確增益符號(hào)的直觀方法。標(biāo)簽1表示環(huán)路中存在擾動(dòng)，引起RF輸出幅度提高，最有可能是輸入幅度提高。ADL6010輸入的RF幅度（標(biāo)簽2）也提高，ADL6010輸出電壓（標(biāo)簽3）同樣如此。積分器輸出電壓上升，直至VSET等于ADL6010輸出電壓。因此，HMC985A VVA輸入電壓（標(biāo)簽4）提高（在?2.4 V到0 V的尺度上），進(jìn)而導(dǎo)致VVA衰減提高，抵消RF輸入的正擾動(dòng)，確認(rèn)反饋控制的符號(hào)正確。 ADL6010的響應(yīng)曲線(xiàn)可用來(lái)分析電路控制范圍。由于運(yùn)算放大器的積分器功能，當(dāng)VSET等于ADL6010輸出電壓時(shí)，環(huán)路處于平衡狀態(tài)。1 V的VSET電壓大致相當(dāng)于4 dBm RF功率輸入ADL6010。定向耦合器上有10 dB抽頭，故現(xiàn)在的1 V VSET表示RF放大器的功率輸出為14 dBm。觀察VVA衰減曲線(xiàn)，考慮到RF放大器有18 dB增益，并且知道當(dāng)VVA電壓介于?2.4 V和0 V之間時(shí)環(huán)路閉合，便可創(chuàng)建VSET與RF輸出功率的理想值表格。表1顯示了預(yù)期RF輸出功率與VSET值的關(guān)系，同時(shí)給出了AGC環(huán)路閉合的預(yù)期RF輸入功率范圍。舉個(gè)例子，VSET = 0.1 V時(shí)，對(duì)于超低信號(hào)電平，環(huán)路處于最大增益狀態(tài)（VVA = 3 dB衰減）。當(dāng)RF輸入功率上升至?20 dBm時(shí)達(dá)到拐點(diǎn)，此時(shí)環(huán)路閉合，當(dāng)RF輸入功率提高時(shí)，RF輸出功率保持不變。當(dāng)RF輸入功率上升至17 dBm時(shí)達(dá)到VVA衰減限值，此時(shí)環(huán)路再次打開(kāi)，增益控制丟失。 圖8. 確定運(yùn)算放大器增益級(jí)符號(hào)的方法 ? 表1. ADL6010 AGC環(huán)路理想性能 VSET (V) ADL6010輸入功率(dBm) 加上定向耦合器的10 dB (dBm) 減去21 dB的RF放大器增益和衰減器增益1 (dBm) RF輸入，VATTEN = 0 V（40 dB衰減）(dBm) RF放大器輸入飽和所需的VVA衰減(dB) 0.1 -15 -5 -20 17 超出范圍 0.2 -10 0 -15 超出額定最大輸入功率 超出范圍 0.3 -7 3 -12 超出額定最大輸入功率 36 0.4 -5 5 -10 超出額定最大輸入功率 34 0.5 -2.5 7.5 -7.5 超出額定最大輸入功率 31.5 0.6 0 10 -5 超出額定最大輸入功率 29 0.7 1 11 -4 超出額定最大輸入功率 28 0.8 2 12 -3 超出額定最大輸入功率 27 0.9 3 13 -2 超出額定最大輸入功率 26 1.0 4 14 -1 超出額定最大輸入功率 25 1 假設(shè)最大增益、最小衰減(3 dB)。 在該尺度的另一端，VSET = 1.0 V時(shí)，拐點(diǎn)直至RF輸入功率達(dá)到4 dBm才出現(xiàn)，并且當(dāng)RF輸入功率達(dá)到電路的額定最大輸入功率時(shí)，環(huán)路仍保持閉合。注意，HMC635數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)定P1 dB為21 dBm；HMC985A數(shù)據(jù)手冊(cè)提供了輸入功率最高達(dá)到24 dBm的特性曲線(xiàn)，用于此測(cè)試的發(fā)生器最大輸出功率為20 dBm。圖9顯示了VSET與預(yù)期輸入和輸出功率的理想關(guān)系曲線(xiàn)，以及它與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的對(duì)比。雖然理想曲線(xiàn)與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)確實(shí)略有偏差，但若假定衰減器和放大器的增益比數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的值小1 dB到2 dB（可能原因是此PCB上的RF匹配不夠理想），則理想曲線(xiàn)將與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)非常接近。另外，圖5所示的ADL6010傳遞函數(shù)是針對(duì)超低頻率的。在較高頻率時(shí)，ADL6010會(huì)輕微壓縮，這解釋了我們?cè)赩SET尺度較高部分看到的理想值與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的差異。 圖10和圖11分別顯示AFC電路在30 GHz和37.5 GHz下的響應(yīng)曲線(xiàn)。注意，初始增益在30 GHz時(shí)下降，下降幅度不大于37.5 GHz時(shí)的降幅，并且在較高VSET電壓下響應(yīng)有壓縮，限制了這些頻率下VSET與RF輸出功率的控制范圍。在30 GHz時(shí)，VSET = 0.6 V至VSET =1.0 V的曲線(xiàn)互相重疊；在40 GHz時(shí)，VSET = 0.9 V至VSET =1.0 V的曲線(xiàn)互相重疊。 圖9. ADL6010 AGC環(huán)路理想性能與實(shí)測(cè)性能(20 GHz) ? 圖10. ADL6010 AGC環(huán)路實(shí)測(cè)性能(30 GHz) ? 圖11. ADL6010 AGC環(huán)路實(shí)測(cè)性能(37.5 GHz) ? AGC品質(zhì)因數(shù) 有多種方法可判斷AGC環(huán)路的質(zhì)量。 輸出幅度平坦度與輸入幅度變化的關(guān)系 輸出幅度平坦度與輸入幅度變化的關(guān)系是最直觀明顯的，同時(shí)也是此種電路之所以存在的原因。在低RF頻率時(shí)，衰減器、RF放大器和檢波器的組合增益足夠高，可實(shí)現(xiàn)近乎理想的平坦度，如圖9和圖10所示。在37.5 GHz時(shí)，電路增益開(kāi)始下降，平坦度性能隨之降低，如圖11所示。 正增益 理想情況下，即便輸入信號(hào)非常小，AGC電路也能在很寬的輸出幅度范圍內(nèi)保持增益平坦度。而實(shí)際上，性能是分區(qū)域的，有時(shí)總增益為正，有時(shí)總增益為負(fù)。在20 GHz時(shí)，如圖9所示，在一個(gè)很大區(qū)域內(nèi)，總增益為正。當(dāng)頻率提高到30 GHz時(shí)，然后再提高到37.5 GHz時(shí)，此正區(qū)域會(huì)縮小。 VSET范圍和線(xiàn)性度 由于ADL6010響應(yīng)的非線(xiàn)性，VSET與RF輸出幅度的關(guān)系曲線(xiàn)也是非線(xiàn)性的。在20 GHz時(shí)，這種非線(xiàn)性表現(xiàn)為較高VSET電壓下的曲線(xiàn)比較低VSET電壓下的曲線(xiàn)靠得更近。在30 GHz時(shí)，VSET與輸出幅度的關(guān)系被壓縮得足夠厲害，導(dǎo)致整體AGC響應(yīng)在VSET = 0.6 V以上根本不變。37.5 GHz時(shí)的VSET響應(yīng)打開(kāi)得略多，但在VSET = 0.9 V以上仍被壓縮。圖12顯示了一種略有不同的研究此關(guān)系的方法，其中繪制了20 GHz、30 GHz和37.5 GHz時(shí)RF輸出幅度與VSET的關(guān)系曲線(xiàn)。 環(huán)路對(duì)輸入幅度瞬變的響應(yīng) 任何反饋環(huán)路都關(guān)心穩(wěn)定性，AGC也不例外。為了估計(jì)此AGC環(huán)路的穩(wěn)定性，在VSET端應(yīng)用一個(gè)步進(jìn)，然后測(cè)量運(yùn)放積分器輸出端的響應(yīng)。如圖13所示，響應(yīng)為輕微欠阻尼狀況，但顯示出良好的穩(wěn)定性。此瞬變是在RF頻率為20 GHz時(shí)進(jìn)行的。 相位噪聲 對(duì)于模擬控制VGA，相位噪聲可能是一個(gè)問(wèn)題，常常需要權(quán)衡控制電壓輸入帶寬與相位噪聲性能下降程度。測(cè)量相位噪聲性能下降程度的第一步必定是測(cè)量發(fā)生器本身，圖14顯示了輸入頻率為20 GHz且幅度為?10 dBm的情況。該圖選擇了相對(duì)較低的RF電平，使得環(huán)路處于高增益狀態(tài)，任何相位噪聲性能下降的影響都會(huì)最大化。圖15顯示了控制電壓為0.1 V時(shí)AGC RF輸出端的相位噪聲，圖16顯示了控制電壓為1.0 V時(shí)AGC RF輸出端的相位噪聲。如結(jié)果所示，在這些條件下相位噪聲的提高并不突出。 圖12. 不同頻率下RF輸出幅度與VSET的關(guān)系，19 dBm輸入功率 ? 圖13. 對(duì)VSET施加步進(jìn)時(shí)的瞬態(tài)響應(yīng) ? 圖14. 20 GHz時(shí)發(fā)生器相位噪聲測(cè)量結(jié)果，RF輸入功率 = ?10 dBm ? 圖15. AGC RF輸出端測(cè)得的相位噪聲， RF輸入 = ?10 dBm，VSET = 0.1 V ? 圖16. AGC RF輸出端測(cè)得的相位噪聲， RF輸入 = ?10 dBm，VSET = 1.0 V ? CN0390 20 GHz至37.5 GHz，RF自動(dòng)增益控制(AGC)電路 CN0390 電路筆記 | Analog Devices 自動(dòng)增益控制(AGC)電路在很多應(yīng)用中都非常重要，例如頻率合成器的幅度穩(wěn)定、發(fā)射機(jī)輸出功率控制或接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍優(yōu)化。圖1所示電路采用ADL6010檢波器、HMC985A電壓可變衰減器(VVA)和HMC635?RF放大器，在很寬的輸入頻率（20 GHz至37.5 GHz）和幅度范圍內(nèi)提供自動(dòng)增益控制。在20 GHz和30 GHz之間，電路性能（通過(guò)本電路筆記中介紹的AGC品質(zhì)因數(shù)來(lái)衡量）非常好。在30 GHz以上，電路的總增益會(huì)下降。然而，利用匹配技術(shù)（本電路筆記未予討論）可以改善窄帶性能。 該AGC電路適用于微波儀器儀表和雷達(dá)測(cè)量系統(tǒng)。 圖1. 電路框圖 ? 圖2. EVAL-CN0390-EB1Z AGC印刷電路板(PCB)照片 ? CN0390

• 20GHz至37.5GHz RF自動(dòng)增益控制
• 寬輸入幅度范圍
• 低相位噪聲

(analog)